Приветствую вас, друзья!
Продолжаем разработку системы питания универсальной платы для E-Ink экранов. В этой части займёмся запуском и отладкой прототипа, «почувствуем вкус» ферритовых бусин, взорвём полсхемы. Поработаем с обратной связью: узнаем простой способ испытания устойчивости и измерения параметров, рычаги влияния при встроенной компенсации и разные хитрости. Проверим правильность расчётов программы Power Stage Designer с помощью экспериментов. Постабилизируем обратную связь и попробуем укротить уже эти конвертеры!

Часть 1. Разработка системы питания

В прошлой части мы разработали схему и развели плату. Теперь самое время изготовить и запустить прототип. Макет сделаем популярным способом, без маски. Примеряем разъём.


Под разъёмом у нас идут проводники.


Маски нет, поэтому изолируем их. Мне понравилось это делать термопастой.


Она не плавится при пайке разъёма как какая-нибудь плёнка. Удобно наносить (в отличие от плёнки) и удалять лишнее, слой получается именно такой толщины, какой нужно. Остальное выдавливается.

❯ Повышающий преобразователь (линия +15 В)

Начнём с преобразователя +5 –> +15 В. Запаиваем разъём, линейный стабилизатор 3,3 В. Затем ключи, через которые идёт питание на dc-dc и начинаем отлаживать наш буст.
Включаем и на выходе появляется напряжение +8.6 В, вместо +15 В. 
Забыли подать высокий уровень на базу транзистора.


Подаём, и напряжение на выходе преобразователя становится +15,56 В.
Многовато, нужно 14,6…15,4 В.


В делителе хоть и применены резисторы с точностью 1%, напряжение вышло за расчётный предел. Дело в том, что напряжение обратной связи Vfb в микросхеме также имеет разброс, который при расчётах не учитывался. Решением могут быть более точные резисторы (дороже) или подбор резисторов.

Изменяем сопротивление в делите и напряжение становится 15,26 В – в целевом диапазоне.
Работать веселее с ассистентами:
– Пацаны, как там прототип?


– Да тут Гек постоянно хвостом виляет, поэтому потенциал земли скачет. Ничего измерить не даёт.
– А этот всё время не туда щупом тычет, – огрызается Чук.

Понабирают на рынке по два кило…
Даём нагрузку 50% (100 мА) и смотрим, что на выходе, до ферритовой бусины.


Колебаний нет, наблюдаем пульсации 218 мВ пик-пик.


Сейчас щуп подключен к концу резистора-нагрузки, а он проводком к выходу преобразователя.


Если подключить щуп у самого выхода конденсатора (без провода),


то пульсации меньше – 180 мВ. Но оставляем проводник, потому как от конденсатора до разъёма экрана по плате ещё идёт дорожка примерно такой длины, а значит условия похожие. Вообще, где-то попадался материал про правильное измерение пульсаций.


Нагружаем на 100%. Возбуждается на частоте 82 кГц.


Убираем конденсатор 680 пФ с верхнего сопротивления.
Нагрузка 100%. Возбуждения нет.


Добавляем бусину и измеряем напряжение после неё.


Пульсации значительно уменьшились – с 364 мВ до 83 мВ. То есть в целых 4,4 раза! 


Пульсации составляют 83 мВ/15,2 В *100% = 0.5% от постоянного уровня выходного напряжения. Подойдёт.
На всякий случай делаем наброс нагрузки – скачкообразное изменение с 50 до 100 % и обратно. Наблюдаем переходной процесс.



Синий график – напряжение на истоке ключа, который коммутирует половину нагрузки. Жёлтый – напряжение на выходе преобразователя (+15 В). Колебаний нет, запас по фазе в районе 45…50° – всё отлично.

Делается наброс нагрузки просто. Выход источника питания нагружаем на R1, а параллельно подключаем через ключ (полевой транзистор) нагрузку R2.


Измеряем напряжение на выходе (можно обойтись без измерения тока) и наблюдаем переходной процесс. По форме этого процесса и количеству пиков можно оценить запас по фазе.


Подробнее процесс описан в документике «Simplifying Stability Checks slva381b».
Далее на всякий случай проверим тепловой режим. Долго гонять не стал. Микросхема преобразователя, дроссель, диод и бусина греются слабо.

❯ Добавляем зарядовый насос (линия +22 В)

Переходим к следующему преобразователю (+22 В). Он питается от +15 В.
Припаиваем всё, кроме R2 (1 МОм)


Нагрузка линий +15 В 0%, +22 В 0%.
Включаем, слышно какое-то гудение – что-то возбуждается. Посмотрим напряжение на выходе зарядового насоса (коллектор VT1).


На выходе блока +15 В (на катоде диода) колебания.


Без насоса нет колебаний, с насосом есть – значит он виноват. Логика ☺. Мне казалось, что импульсное потребление насоса стало достаточным возмущающим фактором, чтобы вызвать колебания. Но дело оказалось в источнике +15 В: он возбуждается при нагрузке, меньшей некоторого минимального уровня. А мы включили вообще без нагрузки.

Плата универсальная, поэтому диапазон нагрузок у нас довольно широкий. Экран 5" потребляет минимум 3,4 мА. А экран 13,3" максимум 150 мА. Взяв запас 30 % наибольший ток мы приняли 200 мА. Отличие нагрузок 200/3,4 = 59 раз.

После подгрузки линии +15В на 1,6 % (3,2 мА) частота колебаний изменилась с 400 Гц на 1,9 кГц. Колебания – это, конечно, нехорошо. Но посмотрите как красиво!




Если изменять компоненты, влияющие на обратную связь, то изменяется частота колебаний и минимальная нагрузка Rмин, при которой пропадают колебания. Изменяя выходной конденсатор Свых, ёмкость в делителе Сдел и индуктивность, стараемся избавиться от колебаний во всём диапазоне нагрузок.

Пробуем несколько вариантов (индуктивность не изменял). Получается 2 случая:

1. При 100% нагрузке колебаний нет, но они появляются при нагрузке, меньшей какого-то значения.
   
2. При отсутствии нагрузки (только делитель ОС) колебаний нет, но они появляются при больших нагрузках (50 или 100 %).
   

В итоге я остановился на минимальной нагрузке 2,8% (2,7 кОм). Приемлемая плата за стабильность. Плата питается не от аккумулятора, поэтому некритично. Делитель уменьшать не стал, чтобы он не грелся и напряжение не уплывало. Поставил резистор 0805.
Хотелось бы обойтись без минимальной нагрузки. Микросхема LMR62014 имеет внутреннюю компенсацию.


Это удобно, но менее гибко. Вероятно, для широкого диапазона нагрузок лучше было бы использовать микросхему без встроенной компенсации ОС, чтобы полностью настроить обратную связь самостоятельно.

Какие у нас есть рычаги влияния на параметры ОС, если компоненты компенсации встроены в микросхему?

1. Резистор последовательно с выводом FB (FB-series resistor).
   
2. Конденсатор параллельно верхнему сопротивлению делителя (feed-forward capacitor).
   
3. Повлиять на полосу усиления можно и изменением Свых, индуктивности.
   

FB-series резистор, практически не изменяет фазовый отклик, но уменьшает усиление (смещает АЧХ влево) и таким образом уменьшает полосу (частоту единичного усиления) и увеличивает запас по фазе. Обычно его сопротивление 5…100 кОм.



Если нужно увеличить запас по фазе, не уменьшая полосу ОС, параллельно верхнему резистору делителя добавляют Cff.

Пробовал поставить FB-series резистор, но какого-то заметного эффекта это не дало. Возможно, дело в топологии.

Измерим напряжения. На коллекторе транзистора 28,6 В. На выходе стабилизатора 23,2 В. Нужно 21…23 В. На стабилитроне 23,8 В (больше на 0,6 В – падение на переходе б-э).


Заменяем диод перемычкой 1206 и на выходе напряжение становится +22,6 В – в целевом диапазоне. В данном случае сказывается разброс напряжения стабилитронов. У серии BZV55-C допуск ±5 %, а у серии BZV55-B – ±2%, но она дороже.

Зачем резистор R2 = 1 Мом на выходе стабилизатора? Без нагрузки стабилизатора после выключения питания напряжение на его выходе сохраняется довольно долго. У меня оно продержалось более получаса почти без изменений. Поэтому R2 – это разрядный резистор. В дальнейшем устанавливать его я не стал, так как при запайке всех деталей на плату стабилизатор стал нагружен на операционный усилитель и напряжение перестало сохраняться.

❯ Линии -15 и -20 В

Припаиваем все детали этих преобразователей, проверяем выходные напряжения. Без нагрузок получилось -15,14 В и -20.8 В. Заменим диод на перемычку, чтобы стало ближе к -20 В. Получилось -20.1 В. Отлично, всё в целевом диапазоне.

Подключаем нагрузку 50% к -15 В. Блок начинает шипеть/свистеть. Что-то возбуждается. Посмотрим, что на выходе. Колебания на частоте около 38 кГц. Параметры такие: L 68 мкГн, Свых 10 мкФ (на штатном месте), Сдел 680пФ.


Поработаем с обратной связью. У микросхемы AOZ1280CI внутренняя цепь компенсации (вывода COMP нет).

Внешних рычагов воздействия у нас не так много. Удалим конденсатор с делителя (Сдел).


Возбуждается при 100% нагрузке.


Перепробовал с десяток вариантов, изменял индуктивность, Cвых, Сдел, но стабилизировать никак не получалось. Поэтому решил освежить знания и почитать про компенсацию ОС. Есть отличный документ «Switch-mode power converter compensation made easy». Самое то, чтобы освежить знания или впервые познакомиться со стабилизацией ОС. Многие эту тему обходят стороной, считая её сложной. Но в этом документе всё описано просто и понятно, удобно и коротко.


Мы сделали inverting buck-boost (IBB) преобразователь (для линии -15 В) на базе микросхемы для buck с внутренней компенсацией. Поэтому сравним передаточные функции для обоих этих случаев (current mode).


Наиболее важное отличие в том, что характеристика IBB содержит ноль в правой полуплоскости (right half plane zero, RHPZ). Этот ноль добавляет запаздывающую, а не опережающую фазу, как это сделал бы обычный ноль. В результате запас по фазе уменьшается, что приводит к нестабильности петли ОС. Частота этого нуля считается так:


Обычно частоту RHPZ выбирают примерно в 4 раза выше частоты единичного усиления f1. Из уравнения видно, что уменьшение индуктивности L увеличит частоту этого нуля и отодвинет его подальше от частоты f1. Но минимальная индуктивность может быть ограничена другими соображениями (пульсациями тока, максимальным током через транзистор и прочее). Другое решение проблемы – уменьшить полосу ОС путём использования большей выходной ёмкости, чем обычно использовалась бы с топологией buck. Такое решение дополнительно уменьшает пульсации выходного напряжения. Если есть внешний делитель ОС (как у нас), то параллельно верхнему сопротивлению можно поставить конденсатор прямой связи (feed-forward).

Как можно определить ширину полосы ОС по переходному процессу? В документе «Optimizing Transient Response of Internally Compensated DC-DC With Feedforward Capacitor (slva289b)» есть такая картинка:


Если колебательного процесса нет, то можно измерить длительность tp до главного пика переходного процесса. Частота единичного усиления f1 будет примерно равна 1/4tp (документ «Switch-mode power converter compensation made easy»).


Какая полоса ОС у нас? Делаем наброс нагрузки 50-100% с Свых 1х10 мкФ и L 47 мкГн. Получаем переходной процесс с колебаниями около 7,8 кГц.


Для сравнения измерим частоту f1 по длительности до пика.


t_p = 40,8 мкс. f1 = 1/4t_p = 6,127 кГц. Довольно близко к 7,8 кГц (в масштабе десятков кГц).
С индуктивностью L = 47 мкГн частота RHPZ равна 14,8 кГц. Значит частота f1 должна быть не выше 14,8 кГц/4 = 3,7 кГц. У нас это условие не выполняется. Поэтому нужно уменьшать индуктивность. Но тогда будут расти пульсации тока в ней. У меня получались такие расчётные значения:
В скобочках приведены частоты единичного усиления (в 4 раза меньше RHPZ).
Судя по измерениям, внутренняя компенсация микросхемы AOZ1280CI устанавливает частоту f1 примерно на 6…8 кГц. Значит будем ориентироваться на 15 мкГн. Меньше брать нет смысла, так как ток становится больше минимального ограничения тока ключа.


Всё вроде бы хорошо, только пульсации тока 90%, мягко говоря, смущают.
Расчёт индуктивности я делал по апноте «Working with Inverting Buck-Boost Converters» (snva856b). Для расчёта индуктивности L там задаются пульсациями тока 20…40% от тока нагрузки: «Typically a value of between 20% and 40% of the load current is used for ΔIL.» Но это неверно. Нужно брать процент не от тока нагрузки, а от среднего тока индуктивности. Так написано и в программе Power Stage Designer от TI. Апнота тоже этой компании, но написано в ней иначе. Видимо, ошиблись.


В дальнейшем мы увидим, что результаты расчёта в этой программе отлично согласуются с результатами измерений.

После уменьшения индуктивности дела стали получше. Наброс нагрузки 50-100%. Периодических колебаний нет, но запас по фазе маловат.



t_p = 35 мкс. f1 = 1/4t_p = 7,14 кГц, что не привышает частоту, в 4 раза меньшую RHPZ.
Подбором конденсатора в делителе ОС удаётся получить стабильный отклик.

❯ Влияние входного напряжения на стабильность ОС

Не стоит забывать про влияние входного напряжения на стабильность обратной связи.


В числителе у нас квадрат напряжения, а в знаменателе первая степень, поэтому влияние в числителе больше и можно сделать вывод, что при увеличении Vin частота RHPZ уменьшается, что может вызвать проблемы со стабильностью. Проверим. Нужен регулируемый источник.
Что-то скучно стало… Давайте уже спалим что-нибудь!


Нам понадобятся:

1. Недоделанный проект линейного регулируемого источника питания, 1 шт.
   
2. Подопытное устройство, 1 шт.
   
3. Немного везения, 3 шт.
   

Способ применения:

На вход регулятора подаём вольт 30…40, выход настраиваем на нужные 4,3…5,5 В, нагружаем почти на максимум тока, добавляем везения и ждём, пока пробьёт проходной регулирующий транзистор.

Результат появляется довольно быстро – на вход наших преобразователей вместо 4,5...5,5 В прилетело 35 В. Маленький транзистор, отключающий питание, сгорел прямо на моих глазах, стал вонять, светиться и развалился пополам. Шоу ☺!

Раньше я не понимал, почему при коротком замыкании сгорает проходной транзистор в этом источнике питания: от того, что он не вписывается в область безопасной работы, или потому что ОС не успевает отработать? Теперь понятно, что это выход за пределы ОБР. Ведь сейчас у нас не было КЗ и экстремальных токов. Ток нагрузки был чуть меньше максимального. Что ни делается – к лучшему!

Новый источник регулируемого напряжения для питания преобразователей сделаем из оказавшегося под рукой самодельного обратнохода с выходным напряжением 12 В и регулируемого кипятильника LM317 (на фото аналог).


Подключаем наши преобразователи к новому регулируемому источнику и смотрим влияние входного напряжения на стабильность ОС.
На входе 5,50 В.


На входе 5 В.


4,67 В.


4,37 В.


Результат на лицо. При уменьшении напряжения на входе преобразователей появляются и увеличиваются колебания.

В общем, как я ни старался, стабилизировать со 100% нагрузкой не удалось. Были и несколько странные моменты, когда казалось, что срабатывает или ограничение по току ключа (запас по данному параметру был около 15%) или защита от перегрева. Или происходит вообще непонятно что.

Например, ниже жёлтый график – напряжение на выходе (-15В), синий – ток в индуктивности. Вместо треугольной формы он имеет несколько пиков.


А здесь выходное напряжение (жёлтый) и сигнал в узле переключения SW (синий). Период переключения показан красной чёрточкой.


Что это? Как будто срабатывает какая-то защита и начинается икота и пропуск периодов, как это бывает у других микросхем. Скудный даташит AOZ1280CI на 13 страниц (сравните с 27 страницами у LMR62014) ничего про это не говорит.

Возможные причины:

1. Нагрузка 200 мА велика для этой микросхемы. Запас по току ключа мал. Срабатывает защита по току.
   
2. Микросхемы, скорее всего поддельные, так как куплены на Али и параметры не соответствуют даташиту. Например, у некоторых экземпляров частота переключения была ниже диапазона, заявленного в документе.
   
3. Какую-то роль могла сыграть ошибка с расчётом пульсаций тока.
   

Устав бороться с микросхемой AOZ1280CI, я стал думать, как поступить. Варианты были такие:

1. Пробовать всё-таки запустить 100% нагрузку с текущей схемой.
   
2. Запустить менее 100%. Этого будет с запасом достаточно для данной платы, так как установил разъёмы только для 5", 6", и 9,7" экранов.
   
3. Пробовать 100% нагрузку с новой схемой. Но тогда придётся разрабатывать новую схему, новый прототип.
   

Я решил уменьшить ток, чтобы собрать этот прототип до конца и выявить ошибки, которые могут обнаружиться в других частях устройства. Уменьшение тока облегчит тепловой режим, увеличит запас по току и отодвинет частоту RHPZ повыше, что упростит стабилизацию ОС.

При проектировании платы я установил на неё несколько разъёмов, которые подходят к большей части совместимых с платой экранов. Максимальная диагональ экранов, подключаемых к плате – 9,7". Какой максимальный ток нужен для экранов 9,7"? Посмотрим табличку из первой части.


Возьмём запас 30%.
90 мА *1,3= 117 мА. Примем 120 мА.
15 В/120 мА=125 Ом Новая нагрузка 100%
125 Ом *2 = 250 Ом Новая нагрузка 50%
Зарядовый насос потребляет примерно 40 мА. Максимальный ток для линии -20 В остаётся прежним, поэтому прибавляем к выходному току линии -15 В 40 мА.
120 + 40 =160 мА. 
Изначально ток был 240 мА. Получается, снизили требования по нему на 33%.
Ради интереса рассчитаем новый вариант с помощью программы.


Сразу скажу, что вариант с 15 мкГн (измеренное значение 13,5 мкГн), Свых 2х10 мкФ, Сдел =680 пФ и без FB-series резистора оказался стабильным при всех сочетаниях входного напряжения и нагрузки. В данном случае FB-series резистор я тоже пробовал ставить, но он как будто ни на что не влиял. Возможно, его применяют не во всех топологиях.


Запас по фазе несколько больше 45°.


Поисследуем этот стабильный вариант. Смотрим переключающийся узел (Lx). Частота 1,29 МГц, на входе 5,5 В. Коэффициент заполнения + 74%. Отлично согласуется с программой.


Измерим пульсации тока в индуктивности с помощью последовательно включённого резистора 170 мОм при разных нагрузках. Нагрузка линии -15 В 50%, -20 В –113%.


Максимальный ток 87,6 мВ/170 мОм = 515 мА
Минимальный ток 46,8 мВ/170 мОм = 275 мА
Средний ток 67,7 мВ/170 мОм = 398 мА
Размах пульсаций (87,6 мВ – 46,8 мВ)/ 67,7 мВ = 60%



Коэффициент заполнения, минимальный, максимальный и средний ток отлично согласуются с программой. Практически совпадают.
Нагрузка линии -15 В 100%, -20 В –113%.


Максимальный ток 140 мВ/170 мОм = 823 мА
Минимальный ток 100 мВ/170 мОм = 588 мА
Средний ток 121 мВ/170 мОм = 712 мА
Размах пульсаций (140 мВ – 100 мВ)/ 121 мВ = 33 %



Коэффициент заполнения, минимальный, максимальный и средний ток так же отлично согласуются с программой.
Измерим пульсации.



252 мВ пик-пик – пойдёт.
Теперь подключим нагрузку после бусины (остальные условия те же). 123 мВ пик-пик. Пульсации уменьшились в два раза! Ощутимый эффект.

❯ Возвращаемся к бусту с новым опытом

Посмотрим, на сколько совпадают результаты измерений с расчётом в программе Power Stage Designer для повышающего преобразователя.

Параметры схемы: 22 мкГн, Свых 1х10 мкФ, Сдел = 0. Минимальная нагрузка для +15 В 2,7 кОм. Посмотрим ток в катушке при входном напряжении 5,5 В. Датчик тока 170 мОм.


Максимальный ток 124,6 мВ/170 мОм =733 мА
Минимальный ток 104 мВ/170 мОм = 612 мА
Средний ток 113 мВ/170 мОм = 665 мА
Размах пульсаций (124,6 мВ – 104 мВ)/113 мВ = 18%
Это отлично совпадает с программой.



Выход колбасит, но в целом как-то меньше, чем у AOZ1280. Возможно, микросхема LMR62014 получше.



Колбасит, это вверх-вниз (отметил стрелочками). При этом периодических колебаний нет, даже если изменить масштаб по времени. Вероятно, влияет и разница в напряжениях Vfb. У LMR62014 минимальное 1,205 В, а у AOZ1280 – 784 мВ.


Ранее мы не проверяли устойчивость ОС повышающего преобразователя при всех входных напряжениях, поэтому проверим сейчас (набросом нагрузки 50-100%). При всех входных напряжениях (4,3…5,5 В) после основного пика 1 горб – запас по фазе 45°. Годится. Результаты измерений так же хорошо совпадают с расчётными данными программы.



Измерим полосу через длительность до пика (при 5,5 В).


Длительность до пика tp = 18 мкс. Частота единичного усиления f1 = 1/4tp = 13,9 кГц. Меньше, чем частота нуля RHPZ, делённая на 4 (56,9/4 = 14,2 кГц). Это хорошо.

Преобразователи запустились. Повышающий – на 100% нагрузку, инвертирующий – на 67% от планируемой мощности. Но шипение не пропало. В чём причина «строптивости» преобразователей? В неверной разводке и компоновке, в некачественных компонентах с Али, в расчётах и ошибках выбора компонентов или ещё в чём-то? Есть над чем подумать.

Продолжение следует…

---

Возможно, захочется почитать и это:

• ➤ Рецепт красивого бабаха. Три составляющих хорошего силового преобразователя
• ➤ STM32. Процесс компиляции и сборки прошивки
• ➤ Начало работы с Axum — самым популярным веб-фреймворком Rust
• ➤ Потерян и не найден: каталог в Linux и UNIX
• ➤ Как создавалась Call of Duty 2